RTD センサー信号調整回路の概要

このシリーズの以前の記事では、測温抵抗体 (RTD) の基本原理とその応答の特徴について説明しました。 この記事では、RTD アプリケーション向けのさまざまな信号調整回路の基本について説明します。

単純な抵抗分圧器を使用して、RTD 抵抗の変化を電圧信号に変換できます。 図 1 は、白金 RTD の典型的な回路図を示しています。 図の Pt1000 は、0 °C での公称抵抗が 1000 Ω の白金 RTD を示します。

ほとんどの抵抗センサーと同様に、RTD センサーは、測定された物理量の変化に応じて比較的小さな割合で変化します。 それを念頭に置くと、Pt1000 の温度係数は約 3.85 Ω/°C です。 ノード A の電圧変動がどれくらい大きいかを見てみましょう。

温度を 0.2 °C の分解能で測定する必要があるとします。これは比較的厳しい要件となる可能性があります。 温度が 0 °C から 0.2 °C に変化すると、センサーの抵抗は 1000 Ω から 1000.77 Ω に増加します。 これにより、以下に計算されるように、ノード A の電圧が 1.5 V から 1.500577 V に変化します。

\[V_{A}=\frac{R_{rtd}}{R_{rtd}+R_{1}}\times V_{exc}=\frac{1000.77\times3}{1000.77+1000}=1.500577V\]

したがって、温度が 0.2 °C 変化すると、ノード A の電圧は約 577 μV 変化します。 VA を直接測定して、RTD の抵抗値と温度を決定できます。 ただし、私たちの測定システムには、1.5V 信号の数分の 1 ミリボルトの変動を検出するのに十分な分解能が必要です。 1.5 V を必要な最小ステップ サイズ (577 μV) で除算すると、アナログ - デジタル コンバーターのノイズのないカウントを推定でき、次のようになります。

\[ノイズ\,フリー\,カウント=\frac{1.5V}{577 ​​\mu V}\約2600\,カウント\]

これは、約 log2(2600) = 11.34 ビットのノイズのない解像度に相当します。 これは A/D 分解能のおおよその値を示すだけであることに注意してください。 実際の要件はさらに厳しく、温度計が設計されている温度範囲によって異なります。 また、RTD は実際には非線形デバイスですが、一定の温度係数 3.85 Ω/°C で RTD をモデル化しました。

ノイズのない 11 ビットの分解能は、今日のデルタ シグマ (ΔΣ) コンバータによって簡単に達成できます。 したがって、図 1 の回路を ΔΣ コンバータとともに使用して、RTD の両端の電圧を直接デジタル化できます。

しかし、数十年前には、そのような高性能のデータ コンバータは入手できず、経済的でもありませんでした。 回路設計者は、RTD 測定にホイートストン ブリッジ回路などの技術を使用しました。 ブリッジ回路は、力や圧力の検出アプリケーションなどの他の分野では依然として一般的に使用されていますが、RTD 測定にはほとんど使用されません。 それにもかかわらず、完全を期すために、ブリッジ回路がアナログデジタルコンバーター (ADC) の要件をどのように緩和できるかについて、以下で簡単に説明します。

Pt1000 測定用の基本的なホイートストン ブリッジを図 2 に示します。

出力電圧は 2 つの分岐間の電圧差です。 実際、ブリッジ回路はシングルエンド測定を単純な分圧器分岐から差動測定に変更します。 この場合、ブリッジが平衡状態 (0 °C) の場合、出力は 0 V です。 温度が 0.2 °C 上昇すると、次のように計算されるように、出力は 577 μV まで増加します。

\[V_{OUT}=V_{A}-V_{B}=\frac{1000.77\times3}{1000.77+1000}-\frac{1000\times3}{1000+1000}=577\mu V\]

この場合、RTD 抵抗の変動を反映する目的の信号は、大きな DC 信号の上に乗っていません。 出力には、測定したい信号のみが含まれます。 ADC のノイズのない分解能を決定するには、温度計の温度範囲全体にわたる VOUT の最大値と最小値を考慮する必要があります。 -40 °C ～ 150 °C の範囲を測定する必要があると仮定します。 RTD 抵抗は、この温度範囲にわたって 842.47 Ω から 1573.25 Ω に変化します。 この情報を使用して、以下の表 1 で計算される VOUT の最大値と最小値を決定できます。

検出すべき最小変化は 577 μV であるため、システムのノイズなしカウントは次のように計算できます。

\[ノイズ\,フリー\,カウント\,=\frac{V_{OUT,max}-V_{OUT,min}}{ステップ\,サイズ}=\frac{0.334159-(-0.128249)}{577\mu V}\約 802\,カウント\]

これは、ノイズのない解像度 9.65 ビットに相当します。 ご覧のとおり、ブリッジベースの測定の 190 °C の温度範囲全体で得られる ADC 分解能は、分圧器アプローチの単一測定で得られる ADC 分解能よりもさらに緩やかです。

ブリッジ回路は ADC の要件を緩和できますが、この方法にはいくつかの欠点があります。 ブリッジ出力は、ブリッジ構成で使用される抵抗の値に依存します。 この制限が、ブリッジを完成させるために 3 つの高精度抵抗が必要な理由です。 この点に加えて、単一の検出素子を備えた橋は非線形です。 したがって、設計者は RTD の非線形性に加えて、ブリッジの非線形応答も補償する必要があります。 ソフトウェアまたはアナログ技術を使用してブリッジ回路を線形化することができ、システムがさらに複雑になります。 ブリッジ回路を使用する場合、高くて等しい入力インピーダンスを提供できる、コモンモード除去が大きい計装アンプも必要です。

これらの制限と、最新のデルタ シグマ コンバータが RTD アプリケーションの要件を簡単に満たすことができるため、回路設計者は通常、RTD 測定にブリッジ回路を使用しません。

図 3 に、RTD センサーとΔΣ ADC のインターフェースの簡略図を示します。

22 ビット ADC と基準電圧 3 V の場合、LSB (最下位ビット) は \(\frac{3}{2^{22}}\about0.72\,\mu V\) に等しくなります。

これらの高分解能 ADC では、検出可能な最小信号は通常、ADC の量子化ノイズではなく、ADC 内の電子ノイズ、たとえば内部回路によって生成される熱ノイズやフリッカ ノイズによって制限されます。 ΔΣ ADC のノイズ性能をさらに磨き上げる必要がある場合は、Texas Instruments が提供するこの優れた 12 部構成の記事シリーズを参照してください。

ΔΣ ADC のピークツーピークの入力換算ノイズは、マイクロボルト以下のオーダーになります。 ADC の入力換算ノイズが 3 μVp-p であると仮定します。 図 3 の回路では、以下の表 2 で計算されるように、RTD 電圧 Vrtd の最大値と最小値を見つけることができます。

この情報を使用すると、-40 °C ～ 150 °C の温度範囲におけるシステムのノイズフリー カウントを次のように計算できます。

\[ノイズ\,フリー\,カウント\,=\frac{V_{OUT,max}-V_{OUT,min}}{入力換算\,ノイズ}=\frac{1.8342 - 1.3717}{3\μ V }=154166\,カウント\]

温度範囲をノイズのないカウントで割ると、温度測定の分解能が得られます。

\[温度分解能=\frac{T_{max}-T_{min}}{ノイズ\,フリー\,カウント}=\frac{150-(-40)}{154166}=0.0012°C\]

このレベルの精度は実際には素晴らしいものですが、他のいくつかのエラー原因がこのような高いパフォーマンスの達成を妨げていることに注意する必要があります。 R1 の初期許容誤差と温度ドリフト、ADC オフセット電圧とオフセット ドリフトは、これらの誤差の原因の一部です。 ただし、上記の計算では、最新の ADC のノイズ性能と分解能が高精度の温度測定には十分であることが確認されています。 ただし、設計者はシステムの精度を維持するために、他の主なエラーの原因を排除する必要があります。

上記の例では、バイアス抵抗 R1 に比較的小さな値が選択されていることに注意してください。 実際には、RTD の自己発熱効果を制限するために、より大きな抵抗が必要になる場合があります。

この記事のさまざまな図では RTD を励起するために電圧源を使用していますが、多くの RTD アプリケーションではセンサーの励起に電流源を使用しています。 また、RTD アプリケーションは通常、センサーを励起するのと同じ電源から ADC 基準電圧を取得します。 レシオメトリック測定として知られるこの手法は、センサーの励起源または ADC 電圧リファレンスの望ましくない変動によって引き起こされる誤差を最小限に抑えます。 次の記事では、この議論を続けて、RTD アプリケーションがレシオメトリック測定からどのようなメリットを得られるかを見ていきます。

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