アナログ温度センサーを使用した熱電対冷接点補償

熱電対ルックアップ テーブルと数学的モデルは、0 °C での基準接点を使用して熱電対出力電圧を指定します。 ただし、実際には、冷接点は通常 0 °C ではないため、出力電圧を正しく解釈するには信号調整電子機器が必要です。 これは、熱電対の文脈では冷接点補償 (CJC) として知られています。

この記事では、アナログ回路を使用して冷接点補償を実装する方法を見ていきます。

アナログ冷接点補償の基本的な考え方を図 1 に示します。

図 1 では、熱接点、冷接点、測定システムがそれぞれ Th、Tc、TADC にあると仮定しています。 冷接点温度 (Tc) は温度センサー (多くの場合、半導体センサー、場合によってはサーミスター) によって測定され、「補償回路」に送られて、適切な補償電圧項 Vcomp が生成されます。 この電圧は熱電対出力 Vtherm に加算されます。 したがって、ADC によって測定される電圧は次のようになります。

$$V_{アウト}=V_{熱}+V_{補償}$$

冷接点補償に関する前回の記事から、熱接点が Tc にあり、冷接点が 0 °C にあるときに、Vcomp が熱電対によって生成される電圧に等しいことがわかりました。 この電圧は、熱電対参照テーブルまたは数学モデルから決定できます。 ルックアップ テーブルや数式を実装することは、アナログ回路では非常に困難な場合があります。 したがって、アナログ設計では、Vcomp は実際の熱電対出力の近似値にすぎません。

アナログ CJC 回路は通常、線形近似を使用して、実際の熱電対出力に近い補償電圧を生成します。 この出力が可能になるのは、冷接点温度が通常、室温付近の比較的狭い範囲で変化するためです。これは、線形近似によって比較的正確な値を生成できることを意味します。 次のいくつかのセクションでは、アナログ CJC 図の例をいくつか見ていきます。

アナログ冷接点補償の実装例を図 2 に示します。

この場合、Analog Devices の低電圧温度センサーである TMP35 を使用して、タイプ K 熱電対の冷接点を測定します。 オペアンプの非反転入力は、熱電対出力電圧 Vtherm に、TMP35 によって生成された電圧を抵抗 R1 と R2 で分圧した電圧 (Vcomp) を加えたものを測定します。 数学的言語に翻訳すると、非反転入力の電圧 VB は次のように与えられます。

$$V_{B}=V_{熱}+V_{補償}$$

冷接点補償理論から、Vcomp は、温度 Tc に置かれたときに 0 °C を基準とする熱電対が出力する電圧に等しくなければならないことがわかります。ここで、Tc は通常、室温付近の狭い範囲にあります。 表 1 は、0 °C ～ 50 °C の温度範囲におけるタイプ K 熱電対の出力電圧を示しています。

図 3 は、上記のデータ (表 1) を使用して、温度に対するタイプ K 熱電対の出力をプロットしています。

この制限された温度範囲にわたって、熱電対は比較的線形な応答を示すように見えます。 補償回路がこれらの値を生成するには、Vcomp が使用する熱電対と同じ温度係数を持ち、上記の特性曲線の任意の点を通過する必要があります。 表のデータから、タイプ K 熱電対の出力は室温 (25 °C) で約 41 μV/°C 変化することが確認できます。

TMP35 によって生成される電圧 (図 2 のノード A) の温度係数は 10 mV/°C です。 この値を 41 μV/°C に下げるには、41 μV/°C 10 mV/°C = 0.0041 のスケーリング係数が必要です。 このスケーリング係数は、以下に計算されるように、R1 と R2 によって形成される抵抗分圧器によって実現されます (式 1)。

$$減衰\,係数 = \frac{R_{2}}{R_{1}+R_{2}}=\frac{0.102\,k\オメガ}{24.9\,k\オメガ+0.102\,l\オメガ}\約0.0041$$

Vcomp の温度係数は熱電対と同じなので、熱電対の特性曲線の任意の点も通過することを確認する必要があります。 TMP35 は、25 °C で 250 mV の出力を生成します。 この値に 0.0041 (減衰係数) を掛けると、Vcomp = 1.025 mV となり、表の理想的な出力 (25 °C で 1 mV) に近づきます。 したがって、TMP35 では、半導体温度センサーの温度係数を使用する熱電対の温度係数に調整するために抵抗分圧器のみが必要であり、オフセット値は必要ありません。 この議論をさらに明確にするために、別の例を見てみましょう。

別のアナログ冷接点補償回路を図 4 に示します。

この回路をよりよく理解するために、まず図 4 の「オフセット調整」部分を無視して、ノード C の電圧を調べてみましょう。この例では、冷接点温度を検出するために LM335 が使用されています。 LM335 の両端に接続されたポットにより、公称値 10 mV/°C でセンサー出力の温度係数を校正できます。 LM335 の出力は絶対温度に比例し、センサーの外挿出力は 0 K (-273.15 °C) でゼロボルトになります。

このセンサーの出力における誤差は、傾き誤差のみです。 その結果、センサー校正は、センサー全域のポットを介した任意の温度での単一点校正によって達成できます。 たとえば、センサーの TC を 10 mV/°C で校正するには、以下の計算のように、25 °C で出力電圧が VA = 2.982 V になるようにポットを調整できます。

$$V_{A}\,@26°C=10mV/°C\times(25+273.15)\simeq2.982\,V$$

前の例と同様に、R3 と R4 によって作成された抵抗分圧器は、半導体センサーの 10 mV/°C の温度係数を、使用されている熱電対の温度係数に分割します。 たとえば、タイプ K 熱電対 (41 μV/℃) の場合、41 μV/℃ 10 mV/℃ = 0.0041 のスケーリング係数が必要です。 したがって、次のものが必要です。

$$\frac{R_{4}}{R_{4}+R_{3}}=0.0041$$

R3 = 200 kΩ と仮定すると、R4 = 823 Ω となります。 これにより、VB の温度係数は 41 μV/°C になります。 ノード C の電圧は式 2 で与えられます。

$$V_{C}=V_{熱}+V_{B}$$

冷接点補償を実現するには、VB が使用する熱電対と同じ温度係数を持ち、熱電対出力曲線の任意の点を通過する必要があります。 25 °C では、VA = 2.982 V、したがって VB=2.9820.0041 = 12.22 mV となります。 表 1 から、理想的な出力は 25 °C で 1 mV です。 したがって、適切な補償電圧を生成するには、式 2 から 11.22 mV の DC 値を減算する必要があります。 これは、図 4 の「オフセット調整」部分によって実現されます。

LM329 は、高精度温度補償された 6.9 V 電圧リファレンスです。 R7 を無視すると、抵抗 R5 と R6 は分圧器を形成します。 この分圧器はノード D で 6.9 V を 11.22 mV に減衰させる必要があります。したがって、次のようになります。

$$\frac{R_{6}}{R_{6}+R_{5}}=\frac{11.22mV}{6.9V}=0.0016$$

R5 = 200 kΩ と仮定すると、R6 = 320 Ω となります。 したがって、回路の全体的な出力は次のようになります。

$$V_{アウト}=V_{C}-V_{D}=V_{テルム}+V_{B}-V_{D}$$

ここで、VB-VD は全体の補償電圧で、タイプ K 熱電対の出力電圧対温度曲線を生成します。 図 4 の R7 と R2 を使用すると、ノード D の DC 電圧を微調整し、抵抗値などからの一定の誤差を排除できます。 この記事では、アナログ冷接点補償回路の基本を説明しました。

図2と図4の回路の詳細については、Analog DevicesとTexas Instrumentsの「Linear Circuit Design Handbook」と「IC Temp Sensor Provides Thermocouple Cold-Junction Compensation」をそれぞれ参照してください。

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